适应于SiC BJT的双电源驱动电路的优化设计.pdf 12页

'中国科技论文在线http://www.paper.edu.cn适应于SiCBJT的双电源驱动电路的优化#设计*秦海鸿，刘清，张英，王丹，付大丰5（南京航空航天大学自动化学院，南京，211106）摘要：SiCBJT新型器件是IGBT器件的有力竞争对手，由于SiCBJT是电流型器件，设计适应于SiCBJT的电流型驱动电路非常重要。双电源驱动电路因其具有高速低损耗的驱动性能成为SiCBJT驱动电路的一种重要驱动。然而该驱动电路在实际应用中存在着反流问题和10振荡问题。本文对双电源驱动电路的工作原理、工作模态、驱动损耗进行了详细的分析阐述，发现驱动电路在晶体管关断时存在反流问题，由于使用电容产生驱动脉冲，驱动电容易于驱动电路的寄生电感产生振荡，为此文中提出通过合理的参数设计来缓解反流现象，详细的给出了参数优化设计方法，并通过LTSPICE仿真和样机实验验证理论分析的正确性。关键词：SiCBJT；双电源驱动；反流现象。15中图分类号：TM92Theoptimizationdesignofdual-sourcedriverforSiCBJTHaihongQin,QingLiu,YingZhang,DanWang,DafengFu(Collegeofautomation,Nanjinguniversityofaeronauticsandastronautics,211106)20Abstract:SiCBJTisapowerfulcompetitorofIGBTdevices.SincetheSiCBJTisacurrent-controlleddevice,itbecomesatrivialissuetoachievebothalowpowerconsumptionandcompetitiveswitchingperformance.Thedual-sourcebasedriverisaperfectcandidatetoachievetheseobjectives.However,itoftenexitsringingphenomenonandreversingcurrentphenomenon,whichdegradesperformance.Thispapergaveadetailedanalysisoftheoperationprocessandpowerlossof25thedual-sourcedriver.Asforringing,theswitchingprocessisestablishedasLCRcircuitandsuggestionsfordual-sourcedriverdesignareprovided.Moreover,thispaperdiscoversthereversingcurrentphenomenonandintroducesthemethodstoeliminateit.Finally,allanalysiswerevalidatedthroughLTSPICEsimulationandexperiment.Keywords:SiCBJT;dual-sourcedriver;reversingcurrent.300引言随着碳化硅功率器件的发展，双极型晶体管重新获得了业内研发者的关注。SiCBJT是一种非常有前景的高压功率开关器件，具有生产简单、耐高温、开关速度快、导通电阻小、[1-2]35鲁棒性好等优势，是IGBT器件有力的竞争对手。SiCBJT在国防、井下石油钻井、地热测试设备、混合电动车辆、太阳能逆变器、开关电源、功率因数校正、UPS和电机驱动均[3-4]有很大应用市场。SiCBJT是常断型、电流控制、单极型器件，其电气特性和SiBJT相比有很大的不同。目前生产SiCBJT器件的公司主要是美国的GeneSiC公司，其产品比SiCMOSFET具有更40快的开关速度、更低的导通电阻、更小的芯片面积。生产SiCMOSFET需要13~16个封装基金项目：教育部博士点基金资助（20123218120017）；国家自然科学基金资助项目（51677089）；江苏省普通高校研究生科研创新计划（SJLX16_0107）作者简介：秦海鸿（1977-）男，副教授、硕导，主要研究方向：功率变换技术、电机控制、新器件应用研究.E-mail:qinhaihong@nuaa.edu.cn-1- 中国科技论文在线http://www.paper.edu.cn[5]步骤，而SiCBJT只需要7~9个封装步骤。此外，SiCBJT的突出优点是其耐高温，没有MOSFET的栅极氧化问题，由于是流控型器件，其导通可靠性高。SiCBJT面临的一大瓶颈是驱动电路的损耗问题。由于SiCBJT为电流型器件，导通时需要基极提供足够的持续驱动电流确保其工作在完全导通状态，这会引起很大的驱动损耗。45SiBJT的电气特性及驱动电路的主要区别如下：（1）SiCBJT的电流增益可以达到50多，是SiBJT电流增益的5倍多，这也意味着SiCBJT需要的驱动电流比SiBJT小很多；（2）SiCBJT的基射集导通压降约为3V，而SiBJT的导通压降约为0.7V，这意味着传统的达林顿比例驱动电路已经不能适应于SiCBJT，其反馈电压较小，不能使晶体管的发50射极正偏；（3）SiCBJT的开关速度较快，约为SiBJT的50多倍，这意味着动态驱动电流的脉冲宽度需要更窄，脉冲幅值更大；（4）传统的适应于SiBJT的变压器比例驱动电路也不再适应于SiCBJT，变压器的漏电感会降低开关速度。55以上几点均说明传统的SiBJT驱动电路已经不适应于SiCBJT。为了充分发挥SiCBJT的优势，本文采用双电源驱动电路，即在晶体管开关时刻和稳态导通时刻使用两个电源，该[6-9]驱动电路是由JacekRabkowski教授最先提出的一种高性能驱动电路，然而该驱动电路在实际运行时存在着反流现象，带来额外的驱动损耗。本文首先介绍了SiCBJT对驱动电路的要求，进而对双电源驱动电路的工作原理、模态分析等进行了详细介绍，并对驱动电路存在60的反流问题、驱动电路振荡问题行阐述。最后，通过LTSPICE仿真和实验验证了理论的正确性。1驱动电路设计要求SiCBJT是高电流增益的常断型三极管，不存在传统SiBJT的二次击穿问题，其反向偏置安全工作区呈矩形，具有很低的导通压降Vce(on)，开关速度快，工作频率高，且具有200°C65以上高温工作能力。这种晶体管应用于功率电子电路，可以显著提高整机效率，缩小系统尺寸，减少元件数，减轻散热负担。SiCBJT在饱和状态下的饱和电压很小，其开关速度取决于位于其基极和发射极间的寄生电容的大小，同时这个电容也可以消除SiCBJT关断时的电流拖尾现象，提高开关速度，降低开关损耗。导通时驱动电路必须给基极提供持续电流以保证其处于饱和导通状态。在设70计SiCBJT驱动电路时，必须同时兼顾驱动损耗和其开关性能，在保证充分发挥SiCBJT高速开关优势的同时，尽可能降低驱动损耗。理想驱动波形如图1所示，具体要求如下：（1）开通瞬间，驱动电路能提供足够大的电流尖峰，迅速给SiCBJT的基-射极间电容充电；关断过程中，驱动电路要提供负电流尖峰，保证SiCBJT快速关断75SiCBJT是电流控制型器件，当驱动电路提供一定的导通电荷，使SiCBJT管的输入电容充满电后，SiCBJT管导通。电流峰值IB(m)约为-2- 中国科技论文在线http://www.paper.edu.cnQBIk（1）B(m)ton式中，IB(m)为理想情况下的电流脉冲峰值，ton为晶体管的导通时间，QB为基极电荷，k为波形校正系数。80（2）SiCBJT稳态导通过程中，驱动电路要提供足够的稳态基极电流，保证SiCBJT工作在深度饱和状态，降低其集-射极导通压降。所需稳态电流IB(av)约为ICI*1.5（2）B(av)h(,)TICFE式中，Ic为晶体管额定电流，hFE为电流增益。IBIB（m）IB（av）0t1t2t3t4图1SiCBJT驱动电路理想波形Fig.1TheidealdrivingcurrentforSiCBJT2驱动电路原理分析852.1驱动电路原理图图2所示为双电源驱动电路，在SiCBJT开关动作期间，高压电源VOH及其RCB-CB支路起作用；在维持SiCBJT基极电流期间，低压电源VOL及RB支路起作用。VOHSH1VHVOLSH2RCBSL1VEECBRBD1BCVLSL2EVEE图2双电源基极驱动电路Fig.2Thedual-sourcedriverofSiCBJT在双电源驱动电路中，加速电容CB的作用是在开关瞬间为高频信号提供低阻抗回路，产生大的电流尖峰，加速碳化硅双极性晶体管输入电容的充放电速度；为了防止驱动电路与90电路中的寄生电感发生振荡，在加速电容CB上串联1欧姆的阻尼电阻；稳态电阻RB主要用-3- 中国科技论文在线http://www.paper.edu.cn来调节稳态驱动电流的大小，维持双极性晶体管的导通，当假设为理想状态时，驱动电路中无RB，因此，图2中用虚线表示。2.2模态分析图3所示为双电源驱动电路的开关时序图，在晶体管导通阶段SH1和SL1导通，晶体管95关断器件SH2和SL2导通。SH1tSH2StL1StL2ItBtt1t2t3t4图3驱动电路开关时序图Fig.3Thetimesequencediagramofdrivingsignals图4所示为SiCBJT的电路模型，其中CBE为基射极间寄生电容，CBC为基极与集电极间寄生电容，即密勒电容，结电容能够反映器件开关时的动态过程。加入集电极电阻RC是为了更好地反映SiCBJT在开通过程中准饱和区的建立。CRCC’CBCRBBIB’CTCBEE’E图4SiCBJT电路模型Fig.4ThemodelofSiCBJT100假设电源变换是在瞬间实现，理想情况下驱动电路工作过程如图5所示，其中VH是动态支路的电源电压，VBE是晶体管基射结电压，IB是基极驱动电流，VCE是晶体管集射极电压，IC是晶体管集电极电流。模态1[t0,t1]：开通延时时间。开关管SH1和SL1导通，随着动态支路电源供电电位的增大，基极-发射极端电压由负的偏置电压变为正向电压，加速电容CB两端电压不变，在此时-4- 中国科技论文在线http://www.paper.edu.cn105间段里，VBE的变化几乎与VH变化同步，电子开始从基极-发射极结注入。模态2[t1,t2]：集电极电流线性上升阶段。在晶体管基射极电容CBE充满电之后，基射集PN结导通。电容CB开始充电，两端电位逐渐上升，产生较大的基极驱动电流，该驱动电流主要对晶体管基集极电容CBC充电，此阶段集电极电流随着基极电流的增大而线性上升，SiCBJT的集射极电压VCE线性下降，晶体管工作在线性区。110模态3[t2,t3]：加速电容CB持续充电阶段。t2时刻，SiCBJT进入饱和区，但加速电容并没有达到其稳态电压VOH-VBE(sat)，加速电容持续充电，充电速度逐渐变缓，其产生的驱动电流逐渐变小，基极电位随着加速电容的充电而相应下降，当基极电位低于稳态支路的供电电压VOL时，稳态支路的二极管D1正向偏置，稳态支路开始产生稳态基极驱动电流。VH18Vt-5VVBEtIBtVCEtICtt0t1t2t3t4t5t6t7图5双电源驱动电路的运行Fig.5Theoperationofdual-sourcedriver115模态4[t3,t4]：稳态驱动阶段。t4时刻，加速电容两端电位达到其稳态值，电容开路，动态支路开路，不再产生驱动电流；稳态支路持续产生驱动电流，维持SiCBJT的导通，所提供的驱动电流大小如公式（3）所示。-5- 中国科技论文在线http://www.paper.edu.cnVVOLBEsatI（3）BRB120模态5[t4,t5]：关断延迟阶段。在关断双极性晶体管时刻，开关管SH1和SL1关断，开关管SH2和SL2导通，动态支路和稳态支路的电源开始跃变为负压，电源电压突变瞬间，加速电容两端电压缓慢下降，产生负向电流，清除SiCBJT基区的存储电荷和漂移区的部分存储电荷。模态6[t5,t6]：集电极电流线性下降阶段。随着动态支路和稳态支路的电源的进一步下125降，驱动输出端电位也快速下降，加速电容继续放电，驱动输出端的电压为VEE-VCB，电位较低，约为-12V，若忽略二极管两端的压降，稳态支路的电阻承受的电压为-VCB，所以电阻上流过较大的电流，此现象称为反流现象；此阶段，当SiCBJT的存储电荷清除之后，双极性SiCBJT的集电极电压开始上升，集电极电流相应下降，在t6时刻SiCBJT关断。模态7[t6,t7]：加速电容CB持续放电阶段。t6时刻加速电容端电压并未达到其稳态值，130加速电容将进一步放电至零，SiCBJT端电压在t7时刻稳定为VEE。3参数设计依据3.1驱动电路原理图SiCBJT是电流型器件，导通时驱动电路必须给基极提供持续电流以保证其处于饱和导通状态。在设计SiCBJT驱动电路时，必须同时兼顾驱动损耗和其开关性能，在保证充分发135挥SiCBJT高速开关优势的同时，尽可能降低驱动损耗。基于RC的双电源驱动电路的核心电路图如图6所示，主要包含以下核心参数：高压电源VOH、低压电源VOL、负压VEE、基极电阻RB、加速电容CB、阻尼电阻RCB，现选取Genesic公司的SiCBJT单管为例，对其驱动电路参数设计进行具体说明，以分析提供驱动电路关键参数的具体选择方法。RCBCBVOH/VEERBD1BCVOL/VEEE图6双电源驱动核心电路图Fig.6Themaincircuitofdual-sourcedriver1403.2双电源驱动电路关键参数设计3.2.1驱动电压VOL的选择对于1200V/10ASiCBJT，其VBE（sat）典型值为3.5V左右，加上二极管的导通压降0.7V，所以驱动电压必须要大于4.2V，为了降低驱动损耗，低压支路的驱动电压不能太大，所以-6- 中国科技论文在线http://www.paper.edu.cn低压支路的驱动电压VOL设置为5V。1453.2.2驱动电压VEE的选择理论上当驱动输出电压为0V时，驱动电路不能产生驱动电流，晶体管关断。但在实际应用中，为了避免电路的干扰，通常在关断瞬间，驱动电路电压设置为-5V，这样设置的另一个好处是加快了双极性晶体管的关断速度。3.2.3高压电源VOH与加速电容CB150（1）加速电容和高压电源关系驱动电路为了产生足够的导通和关断电流脉冲，加速晶体管的开关速度，在电路中设置了动态支路，该支路由高压电源和加速电容组成，高压电源VOH和加速电容CB之间有着千丝万缕的关系，二者取值的确定不应该孤立确定，应当相互补充，其选取原则大约是“电压不够，电容来凑”。155加速电容的作用是在开关瞬间提供低阻抗回路，产生大的驱动电流脉冲，加速开关过程。该参数的确定对电路性能影响很大，当加速电容过大，加速电容存储过多电荷，在晶体管关断时引起较大的反向电流反而降低了电路性能；当加速电容过小时，不能产生足够的电流脉冲加速双极性晶体管的开通，同时关断时也没有足够的能量抽取晶体管结电容电荷。在晶体管开通过程中，加速电容两端稳态电压为VOH-VCE(sat)，在晶体管关断时刻，加速160电容的稳态值要结合电源幅值、电容容值而定，具体规律如下：1）加速电容很小基极结电容电荷不能完全被加速电容CB抽尽，CB关断时刻的电压为负值，甚至低于VEE。晶体管关断分成两个部分，一部分是加速电容抽取基极电荷，加速电容两端电压迅速下降，此阶段为快速放电阶段；另一部分是晶体管通过主电路进行放电，放电缓慢，晶体管165缓慢关断。2）加速电容比较大时加速电容能够将晶体管结电容电荷抽取完毕，晶体管快速关断，由于加速电容容值较大，加速电容电压变化幅度相应减小。3）加速电容非常大时170当加速电容非常大时，晶体管的结电容电荷被快速抽尽，晶体管关断。由于加速电容很大，其两端电压变化缓慢，晶体管关断时，加速电容电压仍为正，将晶体管基极电位钳位为正电位，加速电容存储的多余电荷通过稳态电阻RB放电，形成了反向电流，当加速电容越大时，反向电流越大，且持续时间越长，加大了驱动损耗。（2）加速电容和高压电源关系最优参数组合确定175以下是动态支路不同参数组合仿真结果，仿真电路中电源取值取常用的电压值，在不同电路中，能提供的辅助电源大小不同，常用的辅助电源有5V、12V、15V、18V、20V、24V，为了分析简单，更清晰的看出加速电容和电源对晶体管开关的影响，仿真电路并未考虑基极寄生电感的影响，现通过LTSPICE软件给出不同高压电源下，加速电容的最优参数选择，加速电容的变化范围为3nF~30nF，变化幅度为每3nF变化一次。最优参数总结如表1所示，180最优参数的选取原则为，加速电容能够快速为晶体管基极电容充放电，且在晶体管关断后，-7- 中国科技论文在线http://www.paper.edu.cn加速电容中无过多的存储能量，引起的反向电流很小。表1最优参数组合选取Tab.1TheoptimizationparametersforvoltagesourceandcapacitorVOH/V51215182024VCB/nF1563333注：电源越大，需要的加速电容容值越小。1853.2.4阻尼电阻RCB实际电路中不可避免的会存在寄生电感。图7所示为开关瞬间驱动电路的等效电路，由于寄生电感的存在，次电路相当于二阶电路，电路的工作存在三种情况，驱动电路的电流如公式4所示。所以，为了避免电路发生振荡，需要在驱动电路中增加阻尼电阻，通常1Ω的190阻尼电阻已经可以滤掉足够的电路振荡，所以阻尼电阻选择为1Ω的无感电阻。RCLV图7含有寄生电感的开关时刻等效电路Fig.7Theequivalentcircuitofdual-sourcedriverwithparasiticinductanceduringswitchingoperationLR2,过阻尼；CLR=2,临界阻尼；CLR2,欠阻尼.C22RC(RC)4LCRC(RC)4LCdVVCttiC()e22LCeLC（4）dt(RC)24LC3.3稳态电阻RB在VOL一定时，SiCBJT电流定额越高，所需基极驱动电流越大，相应的基极驱动电阻195RB取值就要相应减少。图8给出晶体管导通电阻、电流增益与壳温的关系曲线，可见实际设计中仍需考虑温度影响。温度升高后，需要更大的基极电流以保证集射极电压VCE最小，因此基极驱动电阻RB取值需更小。驱动电阻阻值最大值可由公式5确定(4.7VV)*h(,)TIDBE,satFER0.6（5）B,maxI*1.5C-8- 中国科技论文在线http://www.paper.edu.cn1003IC=10A2.580hCE(VCE=5V)导2通EF电h阻益601.5标增幺流值电1RRCE(on)CE40(on)0.5200255075100125150175壳温TC（ºC）图8晶体管导通电阻RCE(on)和电流增益hFE与壳温关系Fig.8TherelationshipbetweenonresistanceofSiCBJTandcurrentgainhFEandcasetemperature3.4驱动损耗计算200双电源驱动电路的主要损耗由三部分组成：加速电容CB损耗PCB、基极电阻RB的损耗PR、基射结损耗PBE。加速电容的损耗代表开关损耗，基极电阻的损耗代表稳态驱动损耗。具体的损耗分析如下。3.4.1基射结损耗PBE双极性晶体管在导通后，基射极电压维持在稳定的饱和值，在开通期间由于基射极压降205吸收的驱动功率如公式6所示。需要注意的是，此公式仅包含了稳态功率损耗，基极平均电流的计算没有包含暂态电流。PIV（6）BEB,AVBE(SAT)其中IB,AV是基极驱动平均电流；VBE(SAT)是双极性晶体管导通后基射极饱和压降。3.4.2基极电容充电损耗PSB210驱动电路的主要功耗的第二部分是晶体管导通过程中基极电容的损耗，由于基极电容较小，这部分引起的损耗也较小，所以基极电容理想化为容值不变的电容，相应的基极电荷也假设为恒定值。基极电容的损耗公式如7所示PVQf（7）SBBE(SAT)Bs其中QB是双极性晶体管需要的基极电荷；VBE(SAT)是双极性晶体管导通后基射极饱和压降；215fS是双极性晶体管需要的基极电荷。3.4.3加速电容CB损耗PCB驱动电路的主要功耗的第二部分是加速电容的损耗，尤其在高频情况下，加速电容的损耗更大。加速电容的损耗主要来自于电容充放电引起的损耗，且主要是导通损耗。加速电-9- 中国科技论文在线http://www.paper.edu.cn容的损耗如公式8所示PCV(V)2f（8）CBBOHOLs2203.4.4基极电阻RB的损耗基极电阻根据晶体管需要的基极电流而定，为了确保晶体管工作在饱和区，需要保留一定的驱动电流裕量，此处驱动电流裕量设置为1.5倍，具体的驱动电阻选择可以由公式9而定。(4.7VV)*h(,)TIDBE,satFER0.6（9）B,maxI*1.5C3.4.5杂散损耗225在具体电路功能的实现中，还需要模块电源、驱动芯片、滤波电容等器件，这些器件也会带来相应的损耗，由于这些损耗无法通过具体的公式计算进衡量，且总的损耗较小，将其归结为杂散损耗，损耗值通常设为一个常数，约为0.7W。4仿真和实验结果4.1基于LTSPICE的仿真结果230选取Genesic公司定额1200V/10A的SiCBJT为研究对象，功率管型号为GA10JT12-247，其SPICE模型由制造商提供。驱动器的输出通过两个可编程的独立电压源实现，电压源的上升时间是30ns，下降时间是20ns。电路的关键仿真参数列于表2。表2双电源驱动电路仿真参数Tab.2ThesimulationparametersofdualsourceRCdrivecircuit参数取值RCB1ΩCB9nFRB3.75ΩVOH18VVOL5V235图9是双电源阻容驱动电路的基极驱动电路仿真波形，开关频率为500kHz。由图8可知，一个周期内的导通脉冲宽度为73ns，导通损耗3.7uJ，在基极寄生电感为20nH时，驱动电流在开关时刻存在振荡现象。IBIB240图9双电源阻容电路输出驱动电流波形-10- 中国科技论文在线http://www.paper.edu.cnFig.9ThesimulationoutputcurrentofdualsourceRCbasedriver4.2样机实验结果图10给出的是样机离线驱动SiCBJT时的基极驱动电流波形，样机的关键参数见表2，开关频率均设置为500kHz。图10双电源阻容驱动电路样机的驱动电流波形Fig.10TheprototypeoutputcurrentofdualsourceRCbasedrivecircuit图11双电源阻容电路基极电阻RB两端电压波形Fig.11ThevoltageofbaseresistorRBindualsourceRCbasedrivecircuit245由图11可知，在开关暂态中，驱动电路存在振荡现象，关断时候的驱动电流脉宽约为140ns，导通时候脉宽约为200ns。且该驱动电路存在反流现象，图10为基极电阻RB上的电压波形，关断时刻RB上的电流脉冲即电容钳位引起的反流现象，该反流较大，一个开关周期内导致的额外驱动损耗约为300nJ，在500kHz的开关频率下，引起的驱动损耗约为1.5J。验证了前面关于反流的理论分析。2505结论本文对适应于SiCBJT的双电源驱动电路进行了详细介绍，对驱动电路的工作模态、开关过程、驱动损耗进行了阐述。指出驱动电路存在的振荡问题、反流问题，最后通过LTSPICE软件和实验样机验证了理论分析。致谢255本文感谢教育部博士点基金的资助（20123218120017）和国家自然科学基金的资助（51677089）；同时感谢江苏高校优势学科建设工程资助项目（SJLX16_0107）对实验的大力支持。-11- 中国科技论文在线http://www.paper.edu.cn[参考文献](References)260[1]M.Nawaz,N.Chen,F.ChimentoandL.Wang.StaticanddynamiccharacterizationofhighpowersiliconcarbideBJTmodules[A].ECCE[C].Pittsburgh:PA,2014.2824-2831.[2]D.JohannessonandM.Nawaz,DevelopmentofaSimpleAnalyticalPSpiceModelforSiC-BasedBJTPowerModules[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2016,31(6):4517-4525.[3]G.Calderon-Lopez,A.J.Forsyth,D.L.GordonandJ.R.McIntosh.EvaluationofSiCBJTsforHigh-Power265DC-DCConverters[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2014,29(5):2474-2481.[4]ShengK,YuLC,ZhangJ5etal.HightemperaturecharacterizationofSiCBJTsforpowerswitchingapplications[J].Solid-stateelectronics,2006,50(6):1073-1079.[5]LiaoL,TangS,WangJ,etal.AnewproportionalbasedrivertechniqueforSiCbipolarjuctiontransistor[A].IEEEEnergyConversionCongressandExposition[C].IEEE,2015:942-946.270[6]J.Rabkowski,D.Peftitsis,H.P.NeeandM.Zdanowski.Asimplehigh-performancelow-losscurrent-sourcedriverforSiCbipolartransistors[A].PowerElectronicsandMotionControlConference[C].Harbin,China,2012,222-228.[7]Rabkowski,J,Tolstoy,G,Peftitsis,etal.Low-LossHigh-PerformanceBase-DriveUnitforSiCBJTs[J].PowerElectronicsIEEETransactionson,2012,27(5):2633-2643.275[8]K.Kostov,J.RabkowskiandH.P.Nee.ConductedEMIfromSiCBJTboostconverteranditsdependenceontheoutputvoltage,current,andheatsinkconnection[A].ECCEAsia[C]Downunder,Melbourne,VIC,2013.1125-1130.[9]G.Tolstoy,D.Peftitsis,J.Rabkowski,P.R.PalmerandH.P.Nee.ADiscretizedProportionalBaseDriverforSiliconCarbideBipolarJunctionTransistors[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2014,29(5):2408-2417.280-12-'